Circuitul stabilizatorului de tensiune SMPS

Articolul explică un circuit de stabilizare a tensiunii de rețea în modul solid, fără relee, folosind un convertor de creștere a miezului de ferită și câteva circuite de driver mosfet pe jumătate de punte. Ideea a fost cerută de domnul McAnthony Bernard.

Specificatii tehnice

În ultima vreme am început să mă uit stabilizatoarele de tensiune se utilizează în casă pentru a regla alimentarea cu energie electrică , creșterea tensiunii când utilitatea este scăzută și descrește când utilitatea este ridicată.

Este construit în jurul transformatorului de rețea (miez de fier) ​​înfășurat în stil de transformator automat, cu multe robinete de 180v, 200v, 220v, 240v 260v etc.

circuitul de comandă cu ajutorul unui relee selectează robinetul potrivit pentru ieșire. Cred că sunteți familiarizat cu acest dispozitiv.

Am început să mă gândesc să implementez funcția acestui dispozitiv cu SMPS. Care va avea avantajul de a oferi 220vac constant și o frecvență stabilă de 50Hz fără a utiliza relee.

Am atașat în acest e-mail schema bloc a conceptului.

Vă rog să-mi spuneți ce credeți, dacă are vreun sens să mergeți pe acel traseu.

Va funcționa cu adevărat și va avea același scop? .

De asemenea, voi avea nevoie de ajutorul dvs. în secțiunea convertor de înaltă tensiune DC-DC.

Salutari
McAnthony Bernard

Design-ul

Circuitul stabilizator de tensiune la rețea pe bază de miez de ferită propus în stare solidă, fără relee, poate fi înțeles referindu-se la următoarea diagramă și explicația ulterioară.

RVCC = 1K.1watt, CVCC = 0.1uF / 400V, CBOOT = 1uF / 400V

Figura de mai sus prezintă configurația reală pentru implementarea unei ieșiri stabilizate de 220V sau 120V, indiferent de fluctuațiile de intrare sau de o supraîncărcare, utilizând câteva etape de procesor de convertor boost neizolat.

Aici două IC-uri mosfet cu jumătate de driver de pod devin elementele cruciale ale întregului design. IC-urile implicate sunt versatile IRS2153, care au fost proiectate special pentru a conduce mosfete în modul jumătate de punte, fără a fi nevoie de circuite externe complexe.

Putem vedea două trepte identice ale șoferului jumătate de pod încorporate, unde șoferul din partea stângă este folosit ca treptul șoferului de creștere, în timp ce partea dreaptă este configurată pentru procesarea tensiunii de creștere într-o ieșire cu undă sinusoidală de 50Hz sau 60Hz împreună cu un control extern de tensiune circuit.

IC-urile sunt programate intern pentru a produce un ciclu de funcționare fix de 50% pe pinouturile de ieșire printr-o topologie a polului totem. Aceste pinouts sunt conectate cu mosfetele de alimentare pentru implementarea conversiilor intenționate. IC-urile sunt, de asemenea, dotate cu un oscilator intern pentru activarea frecvenței necesare la ieșire, rata frecvenței este determinată de o rețea Rt / Ct conectată extern.

Utilizarea funcției Shut Down

IC are, de asemenea, o facilitate de oprire care poate fi utilizată pentru a bloca ieșirea în caz de supracurent, supratensiune sau orice situație catastrofală bruscă.

Pentru mai multe informații despre este semiconductoare driver IC, puteți consulta la acest articol: IC IRS2153 (1) D al driverului Mosfet Half-Bridge D - Pinouts, explicații privind aplicațiile

Ieșirile acestor IC-uri sunt extrem de echilibrate datorită unui bootstrapping intern foarte sofisticat și procesării în timp mort, care asigură o funcționare perfectă și sigură a dispozitivelor conectate.

În circuitul stabilizator de tensiune de rețea SMPS discutat, treapta laterală stângă este utilizată pentru a genera aproximativ 400V dintr-o intrare de 310V derivată prin rectificarea intrării de rețea de 220V.

Pentru o intrare de 120V, scena poate fi setată pentru a genera aproximativ 200V prin inductorul indicat.

Inductorul poate fi înfășurat pe orice ansamblu standard de miez / bobină folosind 3 fire paralele (bifilare) de sârmă de cupru super emailată de 0,3 mm și aproximativ 400 de rotații.

Selectarea frecvenței

Frecvența trebuie setată prin selectarea corectă a valorilor Rt / Ct astfel încât să se obțină o frecvență ridicată de aproximativ 70kHz pentru stadiul convertorului de amplificare stâng, pe inductorul indicat.

IC-ul driverului din partea dreaptă este poziționat să funcționeze cu 400V DC de mai sus de la convertorul de impuls după rectificarea și filtrarea corespunzătoare, după cum se poate vedea în diagramă.

Aici valorile Rt și Ct sunt selectate pentru a obține aproximativ 50Hz sau 60Hz (conform specificațiilor țării) pe ieșirea de mosfete conectate

Cu toate acestea, ieșirea din partea dreaptă a șoferului poate fi la fel de mare ca 550V, iar acest lucru trebuie reglat la nivelurile de siguranță dorite, la aproximativ 220V sau 120V

Pentru aceasta este inclusă o configurație simplă a amplificatorului de eroare opamp, așa cum este descris în următoarea diagramă.

Circuit de corectare a supratensiunii

Așa cum se arată în diagrama de mai sus, etapa de corectare a tensiunii utilizează un comparator opamp simplu pentru detectarea stării de supratensiune.

Circuitul trebuie setat o singură dată pentru a beneficia de o tensiune stabilă permanentă la nivelul stabilit, indiferent de fluctuațiile de intrare sau de o suprasarcină, însă acestea nu pot fi depășite dincolo de o limită tolerabilă specificată a proiectului.

Așa cum este ilustrat, alimentarea cu amplificatorul de eroare este derivată din ieșire după corectarea corespunzătoare a AC într-un curent curat de 12V DC stabilizat pentru curent.

pinul 2 este desemnat ca intrare de senzor pentru IC, în timp ce pinul 3 care nu se inversează este referit la un 4,7V fix printr-o rețea de diodă zener de prindere.

Intrarea de detectare este extrasă dintr-un punct nestabilizat din circuit, iar ieșirea IC-ului este conectată cu pinul Ct al IC-ului driverului din partea dreaptă.

Acest pin funcționează ca pinul de închidere pentru IC și, de îndată ce are o scădere sub 1/6 din Vcc-ul său, eliberează instantaneu fluxurile de ieșire către mosfete, închizând procedurile într-un stand.

Presetarea asociată cu pinul 2 al opamp-ului este reglată corespunzător, astfel încât ieșirea rețelei CA să se stabilească la 220V de la ieșirea disponibilă de 450V sau 500V sau la 120V de la o ieșire de 250V.

Atâta timp cât pinul 2 are o tensiune mai mare cu referire la pinul 3, acesta continuă să-și mențină ieșirea scăzută, care, la rândul său, comandă IC-ul driverului să se oprească, totuși „oprirea” corectează instantaneu intrarea opamp, forțând-o pentru a-și retrage semnalul de ieșire scăzut, iar ciclul continuă să auto-corecteze ieșirea la nivelurile precise, așa cum este determinat de setarea presetată a pinului 2.

Circuitul amplificatorului de eroare continuă să stabilizeze această ieșire și, deoarece circuitul are avantajul unei marje semnificative de 100% între volajul sursei de intrare și valorile de tensiune reglate, chiar și în condiții de tensiune extrem de scăzută, ieșirile reușesc să furnizeze tensiunea stabilizată fixă ​​la sarcină indiferent de tensiune, același lucru devine adevărat într-un caz când la ieșire este conectată o sarcină de neegalat sau o suprasarcină.

Îmbunătățirea designului de mai sus:

O investigație atentă arată că designul de mai sus poate fi modificat și îmbunătățit mult pentru a-i crește eficiența și calitatea producției:

1. Inductorul nu este de fapt necesar și poate fi îndepărtat
2. Ieșirea trebuie actualizată la un circuit de punte complet, astfel încât puterea să fie optimă pentru sarcină
3. Ieșirea trebuie să fie o undă sinusoidală pură și nu una modificată, așa cum se poate aștepta în proiectul de mai sus

Toate aceste caracteristici au fost luate în considerare și luate în considerare în următoarea versiune actualizată a circuitului stabilizatorului în stare solidă:

Funcționarea circuitului

1. IC1 funcționează ca un circuit oscilator multivibrator normal, a cărui frecvență poate fi ajustată prin schimbarea corespunzătoare a valorii R1. Aceasta decide numărul de „stâlpi” sau „tăiere” pentru ieșirea SPWM.
2. Frecvența de la IC 1 la pinul său 3 este alimentată la pinul 2 al IC2, care este conectat ca un generator PWM.
3. Această frecvență este convertită în unde triunghiulare la pinul 6 al IC2, care este comparat cu o tensiune de eșantionare la pinul 5 al IC2
4. Pinul 5 al IC2 se aplică cu probă de undă sinusoidală la frecvența de 100 Hz dobândită de la redresorul de punte, după ce a coborât în ​​mod corespunzător de la rețea la 12V.
5. Aceste probe de undă sinusoidală sunt comparate cu undele triunghiulare pin # 7 ale IC2, ceea ce duce la un SPWM proporțional dimesionat la pinul 3 al IC2.
6. Acum, lățimea impulsului acestui SPWM depinde de amplitudinea undelor sinusoidale de eșantion de la redresorul de punte. Cu alte cuvinte, atunci când tensiunea de rețea CA este mai mare produce SPWM-uri mai largi și atunci când tensiunea de rețea AC este mai mică, reduce lățimea SPWM și o face mai îngustă proporțional.
7. SPWM-ul de mai sus este inversat de un tranzistor BC547 și aplicat la porțile mosfetelor laterale joase ale unei rețele de driver de pod complet.
8. Acest lucru implică faptul că, atunci când nivelul rețelei de curent alternativ va scădea, răspunsul de pe porțile mosfetului va fi sub formă de SPWM proporțional mai largi, iar atunci când crește tensiunea de rețea de curent alternativ, porțile vor experimenta un SPWM în mod proporțional deteriorat.
9. Aplicația de mai sus va avea ca rezultat o creștere proporțională a tensiunii pe sarcina conectată între rețeaua H-bridge ori de câte ori intră în rețeaua de curent alternativ și, dimpotrivă, sarcina va trece printr-o cantitate proporțională de tensiune dacă tensiunea alternativă tinde să crească peste nivelul de pericol.

Cum se configurează circuitul

Determinați punctul aproximativ de tranziție centrală în care răspunsul SPWM poate fi exact identic cu nivelul de rețea AC.

Să presupunem că îl selectați pentru a fi la 220V, apoi reglați presetarea 1K astfel încât sarcina conectată la podul H să primească aproximativ 220V.

Atât, configurarea este completă acum, iar restul se va ocupa automat.

Alternativ, puteți fixa setarea de mai sus către nivelul pragului de tensiune mai mică în același mod.

Să presupunem că pragul inferior este de 170V, în acest caz alimentați un circuit de 170V și reglați presetarea de 1K până când găsiți aproximativ 210V peste sarcină sau între brațele H-bridge.

Acești pași încheie procedura de configurare, iar restul se vor regla automat conform modificărilor nivelului de intrare AC.

Important : Vă rugăm să conectați un condensator de mare valoare în ordinea 500uF / 400V pe linia rectificată de curent alternativ alimentată în rețeaua H-bridge, astfel încât DC-ul rectificat să poată ajunge până la 310V DC pe liniile BUS de pod H.