Circuit convertor DC de mare putere - variabil de 12 V la 30 V

Postul explică modul în care se realizează un circuit de convertor de putere DC-DC de mare putere, care va crește 12 V DC la orice nivel superior până la 30 V maxim și la o rată de curent de 3 amp. Această ieșire de curent mare poate fi îmbunătățită în continuare prin actualizarea adecvată a specificațiilor indicatorului firului inductorului.

O altă caracteristică excelentă a acestui convertor este că ieșirea poate fi variată liniar printr-un potențiometru, de la intervalul minim posibil la intervalul maxim.

Indroducție

Convertoare DC-DC destinate creșterea tensiunii bateriei mașinii sunt adesea configurate în jurul unui tip de sursă de alimentare cu comutare (SMPSU) sau a unui multivibrator de putere, care acționează un transformator.

Convertorul de putere explicat în acest articol folosește dispozitivul Circuit integrat TL 497A de la Texas Instruments . Acest CI special facilitează o reglare excelentă a tensiunii, cu un zgomot de ieșire minim care trebuie realizat destul de convenabil și, de asemenea, asigură performanțe ridicate de conversie.

Cum funcționează circuitul

Convertorul detaliat aici folosește un topologie flyback . Teoria flyback pare a fi cea mai potrivită și funcțională tehnică de obținere a unei tensiuni de ieșire imediate provenind de la o tensiune directă mai mică de intrare.

Componenta principală de comutare din convertor este de fapt un tranzistor SIPMOS de putere T1 (vezi Fig. 1). În timpul perioadei sale de conducere, curentul care trece prin L1 crește exponențial cu timpul.

În timpul activării ciclului de comutare, inductorul stochează energia magnetică indusă.

De îndată ce tranzistorul este oprit, inductorul întoarce energia magnetică stocată, transformându-l într-un curent electric peste sarcina conectată prin D1.

În timpul acestei proceduri, este crucial să vă asigurați că tranzistorul continuă să fie oprit pentru perioada în care câmpul magnetic de pe inductor decade la zero.

În cazul în care această condiție nu se implementează, curentul prin inductor se ridică până la nivelul de saturație. Un efect de avalanșă rezultă ulterior în curent pentru a maximiza destul de repede.

Controlul relativ al tranzistorului declanșează timpul de pornire sau factorul de funcționare astfel nu ar trebui permis să ajungă la nivelul unității. Factorul de sarcină maxim admisibil se bazează, pe diferite alte aspecte, în jurul tensiunii de ieșire.

Acest lucru se datorează faptului că decide rata de descompunere a intensității câmpului magnetic. Cea mai mare putere de ieșire care ar putea fi atinsă de la convertor este determinată de cel mai mare curent de vârf admis procesat de inductor și de frecvența de comutare a semnalului de conducere.

Elementele de restricționare aici sunt în primul rând instantul de saturație și valorile maxime tolerabile ale inductorului pentru pierderile de cupru, precum și curentul de vârf prin tranzistorul de comutare (nu uitați că o creștere a unui anumit nivel de energie electrică vine la ieșire la fiecare comutare puls).

Utilizarea IC TL497A pentru PWM

Funcționarea acestui CI este destul de netradițională, ceea ce ar putea fi înțeles dintr-o scurtă explicație de mai jos. Spre deosebire de implementarea convențională a CI-urilor controlerului SMPSU cu factor de funcționare variabilă, TL497A este certificat ca dispozitiv fix cu frecvență reglabilă la timp.

Prin urmare, factorul de funcționare este controlat prin reglarea frecvenței pentru a asigura o tensiune de ieșire consistentă.

Această abordare aduce în realitate un circuit destul de simplu, cu toate acestea oferă dezavantajul frecvenței de comutare care atinge un interval mai mic, care poate fi audibil pentru urechea umană pentru sarcini care lucrează cu curent mai mic.

În realitate, frecvența de comutare devine sub 1 Hz odată ce sarcina este îndepărtată din convertor. Clicurile lente audibile datorită impulsurilor de încărcare conectate la condensatoarele de ieșire pentru a menține o tensiune de ieșire fixă.

Când nu există nicio sarcină atașată, condensatorii de ieșire tind să se descarce, evident, treptat prin rezistorul de detectare a tensiunii.

Oscilatorul intern la timp al IC TL497A este constant și este decis de C1. Oscilatorul ar putea fi dezactivat în trei metode:

• 1, când tensiunea pe pinul 1 crește dincolo de tensiunea de referință (1,2 V)
• În al doilea rând, când curentul inductor depășește o valoare specifică cea mai mare
• Și în al treilea rând, prin intermediul intrării de inhibare (deși nu este utilizată în acest circuit).

În timp ce se află în proces de lucru standard, oscilatorul intern permite comutarea T1 în așa fel încât curentul inductorului crește liniar.

Când T1 este oprit, energia magnetică acumulată în interiorul inductorului este lovită înapoi de-a lungul condensatorului care este încărcat prin această energie EMF din spate.

Tensiunea de ieșire, împreună cu pinul 1 al IC TL497A, crește ușor, ceea ce face ca oscilatorul să fie dezactivat. Aceasta continuă până când tensiunea de ieșire a scăzut la un nivel semnificativ mai scăzut. Această tehnică este executată într-un mod ciclic, în ceea ce privește presupunerea teoretică.

Cu toate acestea, într-un aranjament care utilizează componente reale, creșterea tensiunii indusă cu încărcarea condensatoarelor într-un singur interval de oscilator este de fapt atât de mică încât oscilatorul rămâne activat până când curentul inductorului atinge cea mai mare valoare, așa cum este determinată de componentele R2 și R3 (scăderea tensiunii în jurul R1 și R3 este de obicei de 0,7 V în acest moment).

Creșterea progresivă a curentului, așa cum este indicat în Fig. 2b, se datorează factorului de funcționare a semnalului oscilatorului care se întâmplă să fie mai mare de 0,5.

De îndată ce se atinge curentul optim atins, oscilatorul se dezactivează, permițând inductorului să-și transfere energia prin condensatori.

În această situație specială, tensiunea de ieșire se ridică la o magnitudine care este doar mare pentru a se asigura că oscilatorul este oprit prin intermediul pinului IC 1. Tensiunea de ieșire scade acum rapid, astfel încât un nou ciclu de încărcare să poată începe și repeta procedura.

Cu toate acestea, din păcate, procedurile de comutare discutate mai sus vor fi combinate cu pierderi comparativ mari.

Într-o implementare din viața reală, această problemă poate fi remediată prin configurarea timpului (prin C1) suficient de mare pentru a vă asigura că curentul prin inductor nu se extinde niciodată la cel mai înalt nivel într-un singur interval de oscilator (a se vedea Fig. 3).

Remediul în astfel de cazuri poate fi încorporarea unui inductor cu miez de aer, care prezintă o auto-inductanță minim rezonabilă.

Caracteristicile formelor de undă

Diagramele de sincronizare din Fig. 3 demonstrează formele de undă ale semnalului pe factorii cheie din circuit. Oscilatorul principal din TL497A funcționează cu o frecvență redusă (sub I Hz atunci când nu există sarcină la ieșirea convertorului).

Timpul instantaneu în timpul pornirii, indicat ca impuls dreptunghiular în Fig. 3a, depinde de valoarea condensatorului C1. Timpul de oprire este stabilit de curentul de încărcare. În timpul comutării la timp, tranzistorul T1 pornește, determinând creșterea curentului inductorului (Fig. 3b).

În timpul perioadei de oprire, după impulsul de curent, inductorul funcționează ca o sursă de curent.

TL497A analizează tensiunea de ieșire atenuată la pinul 1 cu tensiunea sa internă de referință de 1,2 V. În cazul în care tensiunea evaluată este mai mică decât tensiunea de referință, T1 este polarizat mai greu, astfel încât inductorul stochează în mod adecvat energia.

Aceste cicluri repetate de încărcare și descărcare declanșează un anumit nivel de tensiune de undă pe condensatoarele de ieșire (Fig. 3c). Opțiunea de feedback permite reglarea frecvenței oscilatorului pentru a asigura o compensare cât mai bună a deficitelor de tensiune cauzate de curentul de sarcină.

Diagrama impulsului de sincronizare din Fig. 3d relevă o mișcare substanțială a tensiunii de scurgere din cauza factorului Q (calitate) relativ ridicat al inductorului.

Chiar dacă oscilațiile de rătăcire vagabondă nu afectează de obicei funcționarea regulată a acestui convertor de curent continuu la curent continuu, acestea ar putea fi suprimate folosind un rezistor paralel de 1 k peste inductor.

Consideratii practice

În mod normal, un circuit SMPS este dezvoltat pentru a obține un curent de ieșire maxim în loc de un curent de ieșire în repaus.

Eficiența ridicată, împreună cu o tensiune de ieșire constantă, împreună cu o ondulare minimă, devin în plus obiectivele cheie de proiectare. În ansamblu, caracteristicile de reglare a încărcării unui SMPS bazat pe flyback nu oferă niciun motiv de îngrijorare.

De-a lungul fiecărui ciclu de comutare, raportul de pornire / oprire sau ciclul de funcționare este modificat în raport cu curentul de sarcină, pentru ca tensiunea de ieșire să rămână relativ constantă în ciuda fluctuațiilor substanțiale ale curentului de sarcină.

Scenariul apare ușor diferit în ceea ce privește eficiența generală. Un convertor step-up bazat pe topologia flyback produce de obicei vârfuri de curent destul de substanțiale, care pot declanșa pierderi semnificative de energie (nu uitați că puterea crește exponențial pe măsură ce curentul crește).

Cu toate acestea, în funcționarea în viața reală, circuitul convertor DC-DC de înaltă putere recomandat asigură o eficiență generală mai bună de 70% cu un curent de ieșire optim și care arată destul de impresionant în ceea ce privește simplitatea aspectului.

Acest lucru, în consecință, îi cere să se alimenteze în saturație, ducând la un timp de oprire rezonabil prelungit. Bineînțeles, cu cât este nevoie de mai mult timp pentru ca tranzistorul să întrerupă curentul inductorului, cu atât va fi mai mică eficiența generală a proiectului.

Într-un mod destul de neconvențional, MOSFET BUZ10 este comutat prin pinul 11 ​​al ieșirii de testare a oscilatorului, în locul tranzistorului de ieșire intern.

Dioda D1 este încă o altă componentă crucială în circuit. Necesitățile acestei unități sunt un potențial de a suporta vârfuri de curent ridicate și o scădere lentă înainte. Tipul B5V79 îndeplinește toate aceste cerințe și nu trebuie înlocuit cu alte variante.

Revenind la schema circuitului principal din Fig. 1, trebuie remarcat cu atenție faptul că maximele curente de 15-20 A nu sunt în general anormale în circuit. Pentru a evita problemele care se dezvoltă cu bateriile cu o rezistență internă comparativ mai mare, condensatorul C4 este introdus ca un tampon la intrarea convertorului.

Având în vedere că condensatorii de ieșire sunt încărcați de convertor prin impulsuri rapide, cum ar fi vârfurile de curent, câteva condensatoare sunt conectate în paralel pentru a vă asigura că capacitatea de rulare rămâne cât mai mică.

Convertorul de curent continuu la curent continuu nu are de fapt protecție împotriva scurtcircuitului. Scurtcircuitarea bornelor de ieșire va fi exact ca scurtcircuitul bateriei prin D1 și L1. Autoinductivitatea L1 poate să nu fie suficient de mare pentru a restricționa curentul pentru perioada necesară pentru a permite o siguranță să sufle.

Detalii constructive ale inductorului

L1 este creat prin înfășurarea a 33 de ture și jumătate de sârmă de cupru emailată. Figura 5 prezintă proporțiile. Majoritatea companiilor furnizează sârmă de cupru emailată peste o rolă ABS, care funcționează de obicei ca prima pentru construirea inductorului.

Găsește câteva găuri de 2 mm în marginea inferioară pentru a aluneca firele inductorului. Una dintre găuri va fi lângă cilindru, în timp ce cealaltă pe circumferința exterioară a primului.

Este posibil să nu fie util să se ia în considerare sârmă groasă pentru a construi inductorul, datorită fenomenului efectului pielii, care determină deplasarea purtătorilor de sarcină de-a lungul suprafeței exterioare a firului sau a pielii firului. Acest lucru ar trebui evaluat în funcție de amploarea frecvențelor utilizate în convertor.

Pentru a garanta o rezistență minimă în cadrul inductanței necesare, se recomandă să lucrați cu câteva fire cu diametrul de 1 mm sau chiar cu 3 sau 4 fire cu un diametru de 0,8 mm.

Aproximativ trei fire de 0,8 min ne vor permite să obținem o dimensiune totală care poate fi aproximativ identică cu două fire de 1 mm, dar oferă o suprafață eficientă cu 20% mai mare.

Inductorul este înfășurat strâns și ar putea fi sigilat folosind un rășină adecvată sau un compus pe bază de epoxidic pentru a controla sau a suprima scurgerile de zgomot sonor (amintiți-vă că frecvența de funcționare este în intervalul sonor).

Construcție și aliniere

Placa cu circuite imprimate sau designul PCB destinat circuitului convertizorului de curent continuu DC propus este prezentat mai jos.

Mai mulți factori de construcție trebuie să aibă unele considerații. Rezistențele R2 și R3 ar putea deveni destul de fierbinți și, prin urmare, ar trebui instalate la câțiva mm ridicați deasupra suprafeței PCB.

Curentul maxim care se deplasează prin intermediul acestor rezistențe poate ajunge până la 15 A.

Power-FET va deveni, de asemenea, substanțial fierbinte și va necesita un radiator de dimensiuni rezonabile și un kit standard de izolare a mica.

Dioda poate funcționa fără răcire, deși poate fi fixată în mod ideal pe un radiator comun folosit pentru alimentarea FET (nu uitați să izolați dispozitivele electric). În timp ce funcționează de obicei, inductorul poate prezenta o cantitate echitabilă de încălzire.

Conectorii și cablurile pentru sarcini grele ar trebui încorporate la intrarea și ieșirea acestui convertor. Bateria este protejată cu o siguranță cu acțiune întârziată de 16 A introdusă în linia de alimentare de intrare.

Feriți-vă de faptul că siguranța nu va oferi nicio formă de protecție a convertorului în timpul scurtcircuitelor de ieșire! Circuitul este destul de ușor de configurat și poate fi realizat în modul următor:

Reglați R1 pentru a atinge tensiunea de ieșire intenționată care se situează între 20 și 30 V. Tensiunea de ieșire poate fi redusă sub aceasta, deși nu trebuie să fie mai mică decât tensiunea de intrare.

Acest lucru se poate face prin introducerea unui rezistor mai mic în locul lui R4. Cel mai mare curent de ieșire poate fi de aproximativ 3 A.

Lista de componente